SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT的特性详细对比

SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT详细特性对比
碳化硅（SiC）半导体器件由于其宽禁带材料的优良特性受到了广泛关注。SiC 半导体器件作为一种新型器件，对其与 Si 半导体器件的特性对比及评估越来越有必要。本文主要对比了SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的静态特性。并搭建了基于 Buck 变换器的测试平台，测试条件为输入电压为 400V，电流为 4～10A，对比了三种器件的开关波形、开关时间、开关损耗、dv/dt、di/dt 以及内部二极管的反向恢复特性。设计了一台 2kW 的双主动全桥（DAB）变换器的实验样机，对比了应用三种器件的 DAB 变换器的理论效率和实测效率。碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半导体器件因其材料具有击穿电场高、载流子饱和漂移速度快、热稳定性好及热导率高等优势，可提高电力电子变换器的性能，引起了国内外学者的广泛关注。目前，商用的 SiC 半导体器件有 SiC 肖特基二极管、SiC JFET 及 SiC MOSFET。由于 SiC 肖特基二极管的反向恢复特性好于 Si 二极管，将其应用于PFC 电路或逆变器中，效率得到明显提高。SiC  JFET 是目前最成熟的 SiC 半导体器件，其开关速度和开关损耗均优于 Si MOSFET 和 IGBT 。但 JFET的主要缺点是常通型，必须通过负压关断器件，当驱动电源出现故障时，很可能出现短路现象。自 2011年，CREE公司推出第一代 SiC MOSFET，较多研究人员对 SiC MOSFET 的特性进行深入研究。文献指出 SiC MOSFET 的驱动电压较低时，其导通电阻为负温度系数；驱动电压升高之后，其导通电阻为正温度系数。文献仿真对比了应用 SiC MOSFET 和 Si IGBT 的双向 Buck-Boost 电路的效率，但没有实际应用效率的对比。由于双有源全桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器能自然实现 ZVS 软开关，结构简单，效率高，对 SiC MOSFET在 DAB 变换器中的应用研究也较多。文献在 DAB 变换器中比较了 SiC MOSFET、Si CoolMOS和 IGBT 的输出电容 CDS 大小以及其对 ZVS 软开关的影响，但没有对器件的其他特性进行对比分析。文献实验对比了应用 SiC MOSFET 和 Si  IGBT 的 DAB 变换器的效率，但没有对两种器件的具体特性进行对比分析。文献设计了应用SiC MOSFET 的高频 DAB 变换器，但其主要介绍了高频磁性元件的设计。为了具体了解 SiC MOSFET 的性能优势，及与 Si CoolMOS 和 IGBT 的特性差异，本文将 SiC  MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的特性进行对比。首先对比三种器件的静态特性，分析其对器件性能的影响。然后搭建基于 Buck 变换器的测试平台，对每种器件的开关特性进行测试。最后基于一台 2kW的 DAB 变换器，测试对比应用三种器件的效率。2静态特性对比与 CMF20120D 击穿电压 VBR 相近的高压 Si  MOSFET 的导通电阻 RDS(on)均较大，因此本着额定电流 ID 和导通电阻相近的原则，本文选取了IPW65R065C7 作为对比对象。IPW65R065C7 为Infineon 公司最新的一款 CoolMOS，其最大特点是开关速度快。而本着 Si IGBT 的击穿电压和额定电流相近的原则，本文选取了 IKW25N120T2 作为对比对象。IKW25N120T2 为 Infineon 公司应用广泛的一款 Si IGBT。表 1 为 CMF20120D、IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的器件参数。图 1 为 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25-  N120T2 不同栅电压（VGS 或 VGE）的 I-V 输出特性曲线。如图 1a 所示，CMF20120D 的 VGS 大于18V 之后特性曲线的斜率变化较小。如图 1b 所示，IPW65R065C7 的 VGS 大于 8V 之后特性曲线的斜率基本不变，VGS 为 10V 和 20V 的特性曲线重合。如图 1c 所示，IKW25N120T2 的 VGE 大于 13V 时特性曲线的斜率基本不变，VGE 为 17V 和 20V 的特性曲线重合。CMF20120D 的饱和区与线性区的拐点没有 IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 清晰。上述现象源于三种器件的不同的跨导特性，如图 2 所示。CMF20120D 的跨导系数（gfs）最小，沟道迁移率最低，VGS 较高时才能获得低导通电阻。为了保证CMF20120D 具有低通态损耗，其驱动电压要高于18V，与 Si 半导体器件不同。
图 3a、图 3b 和图 3c 分别给出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的 Ciss，Coss和 Crss随器件电压（VDS 或 VCE）变化的曲线。IKW25N120T2的 Ciss 最小，其 VGE 响应最快，驱动损耗最小。IPW-  65R065C7 的 Coss 最小，其关断时 Coss 存储能量最小（器件开通时，Coss 存储的能量转化为开通损耗）。IPW65R065C7 的 Crss 最小，其 VGS 的密勒平台时间最短，dv/dt 最大。
3开关特性对比图 4 为基于 Buck 变换器的测试平台，用于测试 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2的开关特性。二极管 VD 为 SiC 肖特基二极管C4D20120A，其器件参数见表 2。SiC 肖特基二极管无反向恢复特性，用于限制被测器件（Device  Under Test, DUT）开通时的电流尖峰。Buck 变换器的测试条件见表 3。驱动电路框图如图 5 所示，使用Avago 公司的 ACPL-4800 光耦隔离芯片和 IXYS 公司的 IXDN609SI 驱动芯片，驱动电路的负压通过三端稳压器 LM337 调节。根据器件的静态特性，设计CMF20120D 的驱动电压为+18/3，IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的驱动电压为+15/3。

图 6 所示为 Buck 变换器的输出电流为 7A 时，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的开通和关断的波形。IKW25N120T2 的 VGE 响应速度最快。CMF20120D 的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7 的电压电流变化时间最短，但其开通电流尖峰和关断电压尖峰最大。IKW25N120T2关断拖尾现象严重。


图 7 为 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25-  N120T2 的开关时间随 RG 变化的曲线。td(on)为开通延时时间，ton 为产生开通损耗的时间，即器件开通时电压电流的交叠时间，td(off )为关断延时时间，toff为产生关断损耗的时间，即器件关断时电压电流的交叠时间。测试结果显示，RG 越大，开关时间越长。CMF20120D 的开通延时间和关断延时时间最短，IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的关断延迟现象比较严重。CMF20120D 产生开通损耗的时间最长，IPW65R065C7 最短。IPW65R065C7 产生关断损耗的时间最小，CMF20120D 与其相近。IKW25N120T2因其关断拖尾现象，产生关断损耗的时间最长。

图8 为 Buck 变换器的输出电流不同时，CMF-  20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的开关损失能量。Eon 为开通损失能量，Eoff 为关断损失能量。
测试结果显示，随着负载电流增加，开关损失能量增加。CMF20120D 开通损失能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7 的关断损失能量最小，CMF-  20120D 与其相近。IKW25N120T2 的关断损失能量最大。图 9 为 Buck 变换器的输出电流不同时 CMF-  20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的开通di/dt 和关断 dv/dt。测试结果显示，IPW65R065C7的电压电流变化率最大，IKW25N120T2 最小。

表 4 为 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25-  N120T2 内部二极管的静态参数。其中 IKW25N120T2的内部二极管为出厂前封装在内的 Si 快恢复二极管。图 10 为测试二极管反向恢复特性的电路图。图11 为三种器件内部二极管及 SiC 二极管 C4D20120A的反向恢复电流测试结果，此处测试结果包含二极管结电容充电电流。测试结果显示，CMF20120D的内部二极管的反向恢复电流最小，反向恢复时间最短。而 IPW65R065C7 的内部二极管的反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是 CMF20120D 内部二极管的 6 倍，反向恢复时间是 CMF20120D内部二极管的 3 倍。CMF20120D 的内部二极管与 C4D20120A 对比，其反向恢复电流略大于C4D20120A。

4 DAB 变换器的损耗模型DAB 变换器如图 12a 所示，由两个全桥单元通过一个电压比为 N 的变压器和辅助电感 L 连接构成。Q1～Q8 为开关管，VD1～VD8 为续流二极管，C1 和 C2 为滤波电容。考虑到 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 内部二极管的反向恢复特性较差，续流二极管采用 SiC 肖特基二极管 C4D20120A。该变换器的主要工作波形如图 12b 所示，包含 Q1 的关断电压 vDS_Q1 和通态电流 iD_Q1，VD1 的通态电流 iF_D1，Q5 的关断电压 vDS_Q5 和通态电流 iD_Q5，VD5 的通态电流 iF_D5 以及辅助电感电流 i。半个周期内，辅助电感电流在 t0、t1、t2 和 t3 时刻的大小及其有效值表示为

基于 DAB 变换器的工作原理，建立 DAB 变换器的损耗模型。其主要包含：开关管的损耗模型、续流二极管的损耗模型以及变压器和辅助电感的损耗模型。开关管的损耗包含通态损耗和开关损耗，DAB变换器的变压器两侧开关管损耗模型需要分别建立。当开关管为 MOSFET 时，V1 侧开关管的通态损耗模型为
当开关管为 IGBT 时，V1 侧开关管的通态损耗模型为DAB 变换器开关管处于 ZVS 开通，其开通损耗近乎为 0，因此开关管的开关损耗模型只考虑关断损耗。V1 侧开关管的关断损耗模型为由于 SiC 二极管的反向恢复特性好，并且二极管的开关损耗较小，因此二极管的损耗模型只考虑通态损耗。V1 侧二极管的通态损耗模型为变压器和辅助电感的损耗包含铜损和磁损。变压器和辅助电感的铜损模型为根据上述损耗模型，表 5 给出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通态损耗和关断损耗的理论计算结果。计算条件为：DAB 变换器的输出功率为 2kW，V1 为 320V~400V，V2 为 360V，变压器的电压比 N 为 1∶1，Q1～Q8 的驱动电阻 RG为 10Ω。开关管为 CMF20120D 和 IPW65R065C7 时，开关频率为 100kHz，死区时间 Td 为 0.15s，辅助电感 L 为 66H；开关管为 IKW25N120T2 时，开关频率为 20kHz，死区时间 Td 为 1s，辅助电感 L为 330H。表 5 中，随着 V1 升高，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通态损耗和关断损耗均呈降低趋势。IPW65R065C7 的通态损耗和关断损耗最低，CMF20120D 的通态损耗和关断损耗略高于 IPW65R065C7。尽管 IKW25N120T2 的开关频率为 20kHz，但其通态损耗和关断损耗最高，关断损耗远大于 CMF20120D、IPW65R065C7。表 6 给出了开关频率分别为 20kHz 和 100kHz时，二极管 C4D20120A 的通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损。变压器和辅助电感所选磁心型号如表 7 所示，环形 H100/50/20 为七星飞行公司的镍锌铁氧体磁心，EE55 为 TDK 公司的 PC40等级的锰锌铁氧体磁心。

根据以上损耗计算，图 13 给出了 DAB 变换器输出功率为 2kW 的理论效率。开关管为 CMF20120D时，DAB 变换器的最高效率为 94.9%；开关管为IPW65R065C7 时，DAB 变换器的最高效率为 95.5%；开关管为 IKW25N120T2 时，DAB 变换器的最高效率为 91.03%。5实验验证本文以 DSP 芯片 TMS320F28335 为主控芯片搭建了一台 2kW 的 DAB 变换器实验样机。图 14a、14b 和 14c 分别为输出功率为 2kW，V1 为 400V，开关管分别为 CMF20120D、 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 时，DAB 变换器的 Q1、Q2 的关断电压波形 vDS_Q1 和 vDS_Q5。实验表明，IPW65R065C7电压尖峰最高，IKW25N120T2 关断电压尖峰最小，与在 Buck 变换器中的测试结果一致。
图 15 为 2kW DAB 变换器的实测效率。开关管为 CMF20120D 时，最高效率为 93.6%；开关管为IPW65R065C7 时，最高效率为 94.3%；开关管为IKW25N120T2 时，最高效率为 90.6%。 IPW65-  R065C7 和 CMF20120D 的实测效率与理论偏差较大，这是由于计算理论效率时未考虑开关电压电流尖峰以及温度导致 RDS(ON)增加引起的损耗。6结论本文对比了 SiC MOSFET CMF20120D、Si CoolMOS IPW65R065C7 以及 Si IGBT IKW25N120T2D的静态特性和开关特性，并将三种器件应用于 2kW  DAB 变换器中，进行效率对比。对比结果表明：（1）驱动特性。CMF20120D 的跨导系数 gfs 小，沟道迁移率最低，因此栅电压相比 IPW65R065C7和 IKW25N120T2D 高，这样才能获得低导通电阻。
（2）开关特性。CMF20120D 的开通延迟时间和关断延迟时间最短。IPW65R065C7 产生开通和关断损耗的时间最小，其开通和关断损耗也最小，但其 dv/dt 和 di/dt 也最大。而 CMF20120D 产生开通损耗的时间最长，开通损耗也最大，但其产生关断损耗的时间和关断损耗与 IPW65R065C7 相近。IKW25N120T2D 由于其关断拖尾现象严重，导致其关断时间和关断损耗最大。
（3）内部二极管特性。CMF20120D 的内部二极管导通电压最高，但其反向恢复特性最好，与 SiC 肖特基二极管相近。IPW65R065C7 的内部二极管反向恢复特性最差，其反向恢复电流峰值是 CMF20120D内部二极管的 6 倍，反向恢复时间是 CMF20120D内部二极管的 3 倍。IKW25N120T2D 的内部二极管反向为快恢复二极管，其反向恢复特性仅好于IPW65R065C7 的内部二极管。
（4）效率。应用 CMF20120D 和 IPW65R065C7的 DAB 变换器的开关频率为 100kHz，理论最高效率分别为 94.9%和 95.5%，实测最高效率分别为94.3%和 93.6%。而应用 IKW25N120T2 的 DAB 变换器的开关频率为 20kHz，理论最高效率为 91.03%，实测最高效率为 90.6%。
综合以上内容，CMF20120D 的性能与 IPW65-  R065C7 相近，均比 IKW25N120T2D 的性能优异，但 CMF20120D 耐压高于 IPW65R065C7，因此 SiC  MOSFET 在高压、高频功率变换领域的应用将会越来越广泛。本文作者梁美 1郑琼林 1可翀 2李艳 1游小杰 1（1. 北京交通大学电气工程学院北京 100044 2. 华北水利水电大学电力学院郑州 450046）分享电力电子信息，碳化硅器件应用技术等行业资料，一起交流学习
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